运转的特点是具有更低的峰值开关电流、更低的输入和输出电容、更低的 EMI以及更窄的作业占空比规模。由于具有这些长处而且本钱低价，它们已大规模的应用于商业和工业范畴。本文将供给之前在电源规划小贴士：

  图 1 展现了作业频率为 250kHz 的 60W 反激式转换器的详细原理图。所选占空比在最低输入电压 (51V) 和最大负载时最大，为 50%。尽管也能够在超越 50% 占空比的情况下运转，但在本规划中无此必要。由于 57V 的高压线路输入电压比较来说较低，因而在 CCM 运转时，占空比只会下降几个百分点。但假如负载大幅度下降，转换器进 DCM 运转形式，占空比就会明显下降。

  变压器匝数比现已设定（方程式 4 和方程式 5），因而可核算出作业占空比和 FET 电压。

  Vdsmax 表明 FET Q2 漏极上无振铃的“平顶”电压。振铃一般与变压器漏电感、寄生电容（T1、Q1、D1）和开关速度有关。挑选 200V FET 时，FET 电压会再下降 25% 至 50%。变压器绕组之间有必要完成杰出耦合，如有或许，最大漏电感有必要为 1% 或更低，以更大极限地削减振铃。

  由于漏电感、二极管电容和反向恢复特性的影响，当次级绕组摆幅为负时，振铃现象很常见。详细请参阅方程式 7。

  我挑选了额定值为 30A/45V 的 D²PAK 封装，以便在 10A 电流下将正向压降减至 0.33V。功率耗散等于方程式 8：

  这关于确认最大电流检测电阻 (R18) 值而言是必要的，能防备操控器的初级过流 (OC) 维护电路跳闸。关于 UCC3809，R18 两头的电压不能超越 0.9V，以确保全输出功率。在本例中，我挑选 0.18Ω。也能够正常的运用更小的电阻，以削减功率损耗。但过小的电阻会添加噪声灵敏度，并使 OC 阈值处于高电平，有或许导致变压器饱满，更糟糕的是，甚至会导致 OC 毛病期间呈现与应力相关的电路毛病。电流检测电阻耗散的功率为方程式 11：

  与 Coss相关的损耗核算有些含糊，由于该电容具有适当高的非线性度，会跟着 Vds 的添加而下降，在本规划中估量为 0.2W。

  电容器要求一般包含核算最大均方根电流、取得预期纹波电压所需的最小电容以及瞬态坚持。输出电容和 IOUTRMS的核算公式为方程式 14 和方程式 15：

  能够仅运用陶瓷电容器，但在直流偏置效应后需求 7 个陶瓷电容器才干完成 83µF。因而，我只挑选了足以处理均方根电流的电容器，然后运用了电感器-电容器滤波器来下降输出纹波电压并改进负载瞬态。假如存在比较大的负载瞬态，在大多数情况下要额定的输出电容来削减压降。

  相同，您一定要考虑会损耗电容的直流偏置效应。如方程式 17 所示，均方根电流约为：

  本规划示例介绍了功能性 CCM 反激式规划的根本元件核算。但是，初始预算常常要重复核算，以便进行微调。不过，为了取得运转杰出且优化的反激式转换器，在变压器规划和操控环路安稳等方面，往往还需求做更多的细节作业。

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